PWM真的存在“死区”，究竟是怎么一回事？

有一个位置传感器，用于测量位置变化。使用万用表的电压范围测量传感器输出信号。结果表明，位置与信号输出大小之间存在线性关系。然而，当我用示波器（Picscope 4227）测量传感器的输出信号时，我看到了PWM 信号（脉冲宽度调制）。这意味着输出PWM 信号根据其位置具有不同的占空比。

PWM信号的参数为200Hz，低电平0V，高电平18V。

实际上，传感器的输出信号是PWM信号。 PWM信号必须输入到控制器I/O，但控制器I/O端口不具备直接采集PWM信号的能力。

解决方案

设计电路将PWM信号转换为模拟信号，并将转换后的模拟信号输入到控制器的模拟I/O端口。

转换电路

1.次级压控有源低通滤波器电路。

设计深度滤波电路。滤波器原理图如下：

低通滤波器的频率公式为：f=1/(2*RC) 我们最终选择R=1K，C=10uf，计算出低通截止频率f=15.9HZ。

滤波电路后端为运算放大器，放大公式为A=1+Rf/R1。由于我们不想放大电压，所以我们选择A=1.1。由于R1//Rf=2R（R1 和Rf 的并联值等于R 的串联值），因此我们最终得到Rf=220 欧姆，R1=2.2k，R=1k。

2、积分电路（无源滤波电路）

低通滤波电路前面是两级积分电路（两个电容都接地），R=1K，C=10uf。下图所示为第一级积分电路。设计的积分电路将下图所示的两个电路串联起来，构成两级积分电路。

测试电路效果所用的设备是PicoScope4227。该器件只能产生正负1V的电压信号，因此它产生的幅度为1V（低电平0V，高电平1V），频率为200HZ。使用PWM 信号作为积分器电路的输入信号。这是各种效果图.

如何将PWM信号转换为模拟量信号？看完就明白！

本期的主题是智慧能源。说到智慧能源，就离不开太阳能。对于太阳能逆变器太阳能来说，最大的问题是如何保护蓄电池以及防止蓄电池过充等功能。目前控制器最重要的技术路线是脉宽调试法和最大功率点跟踪法。每种方法都有各自的优点和缺点，因此针对不同的场景选择最佳的控制器技术方案。

1. 脉宽调制控制器

早期的太阳能控制器都是基于PWM的，控制器通过功率主开关管和电容器以及开关管的PWM占空比来控制。

PWM 控制器在太阳能电池阵列和电池板之间只有一个开关。随着电池逐渐充电且电池电压升高，PWM控制器根据最大功率减少输送至电池的功率。输出。 PWM控制器具有管理电池充电和放电的能力，并且可以防止电池过度充电和过度放电。

PWM控制器太阳能组件与电池之间只有一个开关，中间没有电感等分压装置，所以设计时组件的电压约为电池电压的1.2-2.0倍电池。例如24V电池，模块输入电压为30-50V，每串只能配备一个模块。对于48V电池，模块输入电压为60-80V，每串只能配备一个模块。配备两个模块。

2.MPPT控制器

MPPT 控制器是第二代太阳能控制器，与PWM 控制器相比，由于增加了电感器和功率二极管，因此功能更强大。

首先，有一个最大功率跟踪功能，只要电池没有达到饱和，太阳能组件就可以输出最大功率。其次，太阳能组件电压范围宽，内置功率开关管和电感。模块电压为电池电压的1.23.5倍。对于24V电池，模块的输入电压为30-80V。每个串可以配备一个或两个模块。对于48V电池，模块输入电压在60至110V之间，每串可配备2至3个组件。

如何选择PWM 和MPPT 控制器

PWM 和MPPT 控制器各有其优点和缺点，选择一种解决方案取决于太阳能电池阵列的设计特性、成本、外部环境和其他条件。选择时应考虑以下因素：

PWM方式技术成熟，电路简单可靠，价格较低，但元器件利用率较低。组件利用率约为80%以上，MPPT太阳能控制器是指具有最大功率点跟踪功能的太阳能控制器。元件与电池之间有BUCK降压电路，元件利用率约为90。 就这样.

技术文章：PWM和MPPT的本质区别是何？

使用开关电源的工程师必须熟悉两种控制技术：PWM 和PFM。它们在开关电源中扮演什么角色、占据什么地位？

开关电源的控制技术主要有三种：(1)脉宽调制(PWM)、(2)脉冲频率调制、(3)脉宽频率调制(PWM-PFM)。

PWM：（脉冲宽度调制）脉冲宽度调制

脉宽调制(PWM) 是开关稳压电源中使用的术语。按稳压控制方式分类，有PWM 方式、PFM 方式、PWM 与PFM 混合方式等。脉宽调制（PWM）开关稳压电路在不改变控制电路输出频率的情况下，通过电压反馈来达到调节占空比、稳定输出电压的目的。

PFM：（脉冲频率调制）脉冲频率调制

一种脉冲调制技术，其中调制信号的频率根据输入信号的幅度而变化，而占空比保持不变。 PFM 也称为方波FM，因为调制信号通常是频率变化的方波信号。

PWM使用宽窄频率变化，PFM使用频率变化的存在或不存在，PWM使用波形的脉冲宽度来控制输出，PFM使用脉冲的存在或不存在来控制输出。

其中，PWM是目前开关电源中应用最广泛的控制方式，其特点是噪声低、满载时效率高、能够工作在连续导通模式下，且性能优良、价格低廉。许多PWM。集成芯片具有静态功耗低的优点，但缺乏电流限制，不能工作在连续导通模式下。

PFM的输出电流比PWM小，但由于PFM控制的DC/DC转换器在电压超过设定电压时停止工作，所以电流消耗非常小。因此，减少电流消耗可以提高低负载时的效率。 PWM在低负载时效率较低，但其低纹波电压和固定开关频率使得设计噪声滤波器和消除噪声变得容易。

开关电源之控制技术PWM与PFM分别有何作用？

关于PWM控制的问题，很早就提出了PWM控制的基本原理，但受限于电力电子器件的发展水平。直到20世纪80年代，全控电力电子装置才出现并得到迅速发展。

由于电力电子技术、微电子技术、自动控制技术的发展，以及现代控制理论、非线性系统控制思想等各种新理论方法的应用，PWM控制技术得到了真正的应用。迄今为止已经出现了各种PWM控制技术。

抽样控制理论有重要的结论。换句话说，当应用于具有惯性的连杆时，具有相同脉冲但不同形状的：个窄脉冲具有本质上相同的效果。 PWM控制技术就是根据这个结论来进行导通和控制的。关闭半导体开关器件的导通，以在输出端获得一系列不等幅的脉冲，并使用这些脉冲代替正弦波或其他所需波形。每个脉冲的宽度都可以调制。输出频率也根据逆变器电路的输出电压而变化。

根据PWM控制技术的特点，主要有以下八种方法：

等脉宽PWM方式

VVVF（变压变频）设备最初是使用PAM（脉冲幅度调制）控制技术实现的。逆变部分只能输出频率可调的方波电压，而不能采用恒脉宽PWM方式调节电压。该方法是为了克服PAM 方法的这一缺点而开发的，它使用与PWM 波宽度相同的脉冲串，但改变了脉冲串的周期和频率。由于脉冲宽度和占空比可以调节，并且可以通过适当的控制方法调节电压和频率，因此与PAM方法相比，具有简化电路配置和提高性能的优点。输入端的功率因数提高，但同时输出电压除基波外还包含较大的谐波成分。

随机脉宽调制

20世纪70年代至80年代初，双极达林顿晶体管是当时主流的高输出晶体管，其载波频率一般不超过5kHz，因此不易受到电磁噪声和电机绕组产生的谐波振动的影响。吸引注意力。为了改善这一点，我们设计了一种随机改变开关频率的原理，使电机的电磁噪声更接近带限白噪声（线性频率坐标系中每个频率的能量分布）。尽管噪声的总分贝数没有变化，但以固定开关频率为特征的有色噪声的强度却明显变弱。因此，尽管IGBT被广泛使用，但仍然使用随机PWM。另一方面，当载波频率需要限制在较低频率时，就会出现问题。这表明消除机械和电磁噪声的最佳方法是随机PWM 技术。分析和解决这个问题的新方法.

技术文章：汇总关于PWM控制几大类方法

本文主要介绍SPWM控制技术的知识，该技术为串级调速系统中的逆变控制器提供了结构简单、维护方便、运行可靠的特点。它因其优点而被广泛使用，例如：然而，当以更简单的方式调节速度时，性能比直流电机低得多。随着科学技术的发展，特别是半导体制造技术的快速进步，以变频调速、串级调速为代表的复杂调速技术的控制电路，由于性能的提高，应用越来越广泛。并不断降低成本。

绕线式异步电动机主要采用串级调速方式。这种调速方法克服了之前需要串联电阻的缺点，因为它可以反馈由于施加到电网或电机轴上的额外电动势而增加的转差功率。该转子电路提高了调速经济性，节约能源，提高系统运行效率。图1是斩波串级调速示意图。通过在转子直流电路中增加直流斩波器，调节斩波器的占空比，实现电机转子转速的无级调速。斩波串级调速技术具有独特的优势，特别是在高压大中型电机节能应用中。

SPWM控制技术常用于串级调速系统中的逆变控制器。与传统SPWM相比，SVPWM控制技术实现了高直流利用率（高于传统SPWM）。谐波低、易控制、易数字化等优点。而且，电压空间矢量的不同调制方法可以不同程度地减少开关频率和开关损耗之间的冲突。由于SVPWM控制技术的这些优点，本课题的研究具有重要的意义。

1、SVPWM脉宽调制原理及实现

1.1 SVPWM的基本原理

空间电压矢量脉宽调制（SVPWM）基于交流电机在三相对称正弦电压驱动时产生的理想圆形磁通轨迹，并通过逆变器的不同开关模式产生更高的控制性能。实际磁通量，将参考磁通量设置为圆，根据比较结果确定逆变器的开关状态，形成PWM波形。根据三相逆变器的工作原理可知，逆变桥共有23=8种状态。如果用电压空间向量来表示逆变器的八种状态，则八个基本电压空间向量为：如图1所示，有两个非零矢量和两个零矢量，两个电压矢量在空间上相距60。 SVPWM技术的目的是通过与基本空间矢量对应的开关状态的组合来获得等效的空间旋转电压矢量Vref（通常称为参考电压矢量，其理想轨迹为圆形）。图2所示六边形的内切圆代表SVPWM过调制模式下的参考电压限制。

深入分析：SVPWM算法的串级调速系统仿真模型

这次的主题是“SVPWM”，这是一种根据电机负载改进SPWM的技术。在学习这个之前，你应该先了解一下编辑器中的PWM和SPWM，以便让SVPWM的学习变得更容易。

PWM通过改变输出方波的占空比来改变等效输出电压。该方法广泛用于电机调速、阀门控制等。

所谓SPWM改变了PWM的基础上的调制脉冲方式，按照正弦波规律安排脉宽时间占空比，因此输出波形经过适当滤波后输出为正弦波。广泛应用于高级UPS等直流和交流逆变器。三相SPWM利用SPWM来模拟市电的三相输出，广泛应用于变频器领域。

SPWM 原理：

正弦波PWM 的信号波形是正弦波。换句话说，正弦波相当于一系列幅度不等、宽度不等的矩形脉冲波形。脉冲宽度是由正弦波和三角波自然交叉产生的。生成正弦波形的方法有很多种，但最流行的三种方法是对称规则采样方法、非对称规则采样方法和平均对称规则采样方法。第一种方法，产生的PWM脉冲宽度太小，因此逆变器输出电压无法达到直流侧电压的两倍。第二种方法需要在一个载波周期内对正弦波进行两次采样，因此输出电压明显高于第一种，但对于微处理器来说，载波频率越高，处理的数据就越多，因为第三种方法使用最广泛。的增加前两种方法的优点。 SPWM可提供三相正弦电压，但直流侧电压利用率较低，可达直流侧电压的三倍。这是该方法的最大缺点。

svpwm和spwm的区别和关系

变频器是由开关元件组成的，目前的技术不能直接产生正弦波，只能产生与正弦波效果基本相同的PWM波。由于这个PWM波由与标准正弦波频率相同的正弦波和频率远高于标准正弦波频率的各种高次谐波组成，对于变频器的负载来说，所谓的效果基本上是等效的。就电机而言，高次谐波对电机扭矩基本没有影响。也就是说，对于电机来说，这个PWM波的效果相当于正弦波。

SPWM的正式名称是sinusoidalpulsewidthmodulation，意为正弦脉宽调制，简称正弦脉冲宽度调制，专注于产生三相对称的正弦电压源。理想的SPWM 变频器不存在低次谐波，无论相电压或线电压如何。其最低谐波出现在开关频率的大约1 倍处。

SVPWM是继SPWM之后出现的，是针对电机负载的SPWM的改进技术。 SVPWM 代表空间矢量脉冲宽度

调制的全称是空间矢量脉宽调制，简称空间矢量脉宽调制。矢量控制变频器和直接转矩控制变频器均基于SVPWM技术。

SVPWM中的空间矢量是指电压矢量产生的磁场矢量。 SVPWM 以脉冲宽度调制电压矢量，以生成空间旋转磁场矢量。 SVPWM从三相输出电压的整体效果入手，重点研究如何为电机实现理想的圆形旋转磁场。虽然相电压往往不是正弦波，但线电压是正弦波，绕组电流的谐波分量比PWM小，旋转磁场接近圆形，降低了电机扭矩。脉动。

基于SVPWM的思想，对于理想的三相电机，SVPWM的无数种调制方案中的一种可以达到与SPWM相同的效果。然而，在实际的SVPWM中，可以在不影响控制效果的情况下大大提高直流母线电压利用率。一些受SVPWM 启发的SPWM 逆变器可以通过相电压注入三次谐波来实现类似的效果。当然，这并不是严格意义上的SPWM。

此外，SVPWM 开关操作的次数也减少了，从而降低了开关损耗并提高了逆变器效率。

在

PWM与SPWM都搞清楚了，那么SVPWM还会难吗？

器件中使用IGBT 时，会出现IGBT 选择和热设计问题。一旦确定了电压应力和电流应力这两个直观参数，最终必须根据应用条件下的损耗和热循环能力来选择IGBT。 IGBT 数据表中列出的参数无法准确确定应用条件下的IGBT 损耗，因为使用条件通常会有所不同。更好的做法是通过测量行业确定IGBT数据表参数的测量条件与实际应用环境的差异，并推出简化的IGBT损耗测量方法。

1、IGBT参数定义

制造商提供的IGBT开关参数通常是在纯感性负载下测量的。图1 和图2 分别是IR 和东芝用来测量开关时间的电路以及定义开关时间的波形。它们的共同特点是， 在续流条件下开启纯感性负载，并使用钳位二极管关闭纯感性负载。一些数据表还列出了在相同条件下测量的切换过程中的能量损耗。

对于工作在PWM 模式并使用变压器的开关电源来说，工作条件有很大不同。图3 显示了11kW 半桥电路及其工作波形。所用的IGBT是GA75TS120U。从该波形中，我们可以看到电流上升时间tr约为500 ns，电流下降时间t f 约为300 ns。但在数据手册中，GA75TS120U的电流上升时间和下降时间分别为t r=100 ns和t f=80 ns，与实际使用情况存在明显差异。究其原因，主要是以下两个方面：

(1) 导通时，由于图3中变压器漏感的存在，IGBT实际上导通了零电流感性负载，导致几乎零电流导通。电流上升速率受到以下因素的限制：实际电流上升时间tr并不完全取决于IGBT，因为它取决于漏感的充电速率。数据手册指出，当纯感性负载在续流条件下导通时，在导通的瞬间，IGBT不仅要承受流过电感的电流，还要承受续流二极管的反向恢复电流。表示有。上升速度完全取决于IGBT的开通速度。

（2）关断时，图3中的IGBT关断的不是纯感性负载，而是R-L型负载（变压器及其负载从变压器初级看相当于R-L-）。形负载），电流下降时间t f 将比使用钳位器关断纯感性负载慢。此外，对于纯感性负载，只有当IGBT 集电极电压上升到钳位值时，IGBT 电流才开始下降（见图1 和图2 中的波形）。另一方面，对于阻性电感负载，集电极电压降低。电压和电流几乎同时变化（见图3b 中的波形）。

由于上述原因，图3 中IGBT 的tr 和t f 均大于给定值，但由于开关损耗也取决于电压“重叠”的程度，因此这转化为损耗增加并不意味着什么。 “重叠”显然没有图1和图2那么严重，因此整体损失减少了.

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